Retificador Trifásico de 18 Pulsos com Estágio CC Controlado por Histerese Constante - PDF
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Maria Fernanda Fortunato Lemos
1 Campus de Ilha Solteira PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA Retificador Trifásico de 18 Pulsos com Estágio CC Controlado por Histerese Constante RODOLFO CASTANHO FERNANDES Orientador: Prof. Dr. Falcondes José Mendes de Seixas Dissertação apresentada à Faculdade de Engenharia - UNESP Campus de Ilha Solteira, para obtenção do título de Mestre em Engenharia Elétrica. Área de Conhecimento: Automação. Ilha Solteira SP dezembro/2010
2 FICHA CATALOGRÁFICA Elaborada pela Seção Técnica de Aquisição e Tratamento da Informação Serviço Técnico de Biblioteca e Documentação da UNESP - Ilha Solteira. F363r Fernandes, Rodolfo Castanho. Retificador trifásico de 18 pulsos com estágio CC controlado por histerese constante / Rodolfo Castanho Fernandes. -- Ilha Solteira : [s.n.], f. : il. Dissertação (mestrado) - Universidade Estadual Paulista. Faculdade de Engenharia de Ilha Solteira. Área de conhecimento: Automação, 2010 Orientador: Falcondes José Mendes de Seixas Inclui bibliografia 1. Eletrônica de Potência. 2. Conversor CA-CC. 3. Retificador multipulsos. 4. Qualidade de energia. 5. Histerese constante. 6. Estágio CC elevador de tensão.
4 Dedicado à minha família, Álvaro, Valkíria e Mariana. Para a Arêta, companheira de muitos anos. Para os meus avós, todos eles. Só cheguei até aqui porque contei com a ajuda de vocês. Se pude ver mais longe, foi porque me amparei sobre os ombros de gigantes. Isaac Newton ( )
5 AGRADECIMENTOS Este trabalho foi possível porque sempre contei com o apoio e compreensão dos meus pais, que me apoiaram em todas as decisões que tomei. Agradeço a eles por tudo que conquistei. Devo a eles tudo o que tenho. Igualmente, agradeço à Arêta, que me acompanha desde o início da minha graduação, pela paciência e amor. Este trabalho também é seu. Agradeço imensamente ao mestre Falcondes pela segurança com a qual me orientou e por mostrar, ao mesmo tempo, grande sabedoria e humildade. Esteja certo que, mais do que aluno e professor, nos tornamos bons amigos. O desejo de continuar na vida acadêmica nasceu graças ao convívio e conversas que tivemos. Sou grato ao Prof. Dr. Carlos Alberto Canesin, por quem tenho grande amizade e respeito, pela participação na banca examinadora. Obrigado pelas oportunidades de trabalhar com a equipe do Laboratório de Eletrônica de Potência, inclusive em projetos de P&D. Foram experiências excelentes. Muito obrigado ao Prof. Dr. Luiz Carlos Gomes de Freitas pela participação na banca examinadora, pela revisão cuidadosa do material e pelos comentários. Ao Prof. Dr. Dilson Amâncio Alves, pela contribuição durante as etapas de projeto do autotransformador. Ao Sr. Rubens Takanohashi, da empresa Arcelor Mittal, por fornecer os dados técnicos dos aços elétricos usados no estudo do autotransformador. A todos os membros e pesquisadores do LEP, que compartilharam seus conhecimentos em muitas etapas deste trabalho e de outros em que estivemos juntos: Guilherme, Leonardo, Moacyr, Alírio, Marcelo, Priscila, Luciano, Jurandir, Flávio, Luigi e Ruben. Aos amigos de Ilha Solteira, que tornaram os finais de semana mais divertidos e inspiraram este trabalho, Kenji, Leandro, Juliana, André, Opérsio e Gabriela. Foram boas madrugadas. E também à Stefani pelo otimismo e pelas longas conversas que tivemos. Fico muito feliz em ter a oportunidade de conviver com todos. Finalmente, agradeço ao Departamento de Engenharia Elétrica e à CAPES pelo apoio financeiro concedido.
6 RESUMO Este trabalho propõe um novo conversor CA-CC trifásico de múltiplos pulsos com estágios CC-CC elevadores de tensão controlados pela técnica de histerese constante. Nesta proposta não são empregados indutores de interfase. A finalidade deste conversor é a de possibilitar um barramento CC regulado para aplicações embarcadas, acionamentos elétricos e afins, sempre com preocupações relacionadas aos aspectos de Qualidade de Energia Elétrica. Assim, a proposta deve apresentar elevado fator de potência, baixa distorção harmônica total de corrente drenada da rede elétrica. Ampla revisão bibliográfica, reunindo as propostas mais recentes da literatura para conversores com mesma finalidade, é feita para que sejam estudadas as estruturas de potência, técnicas de controle, versatilidade, possibilidade de isolamento galvânico e robustez. Em seguida, é detalhada a proposta principal deste trabalho por meio da apresentação do equacionamento do autotransformador, dos estágios elevadores de tensão e da técnica de controle. Esta análise permite que sejam feitas simulações com todos os elementos do conversor CA-CC e então, se desenvolva o projeto físico dos elementos magnéticos e se escolham os componentes eletrônicos do protótipo. O número reduzido de componentes de controle e a simplicidade dos circuitos de potência são grandes atrativos da proposta discutida. Todas as informações relevantes são descritas detalhadamente e, sempre que possível, meios alternativos de solucionar problemas são também apresentados, de forma que fiquem claras as possibilidades de melhoria da técnica empregada. A operação conjunta de todos os elementos mais a técnica de controle foi validada, de maneira que se comprovou, por meio de ensaios, todos os princípios de funcionamento da proposta de conversor CA-CC. Pelos resultados experimentais, obteve-se corrente drenada da rede elétrica de 18 pulsos e com distorção harmônica total de aproximadamente 6%. Palavras-chave: Conversor CA-CC. Retificador multipulsos. Qualidade de energia. Histerese constante. Estágio CC-CC elevador de tensão.
7 ABSTRACT This work proposes a new AC-DC three-phase multipulse converter with DC-DC boost stages and constant hysteresis control. The objective of this converter is to provide a reliable DC bus for on-board applications, electric motor drives and similars, always considering power quality issues. Thus, the proposal presents high power factor and low harmonic distortions in the currents from the mains. A wide revision is made on other recent proposals found in the scientific literature. Different topologies are compared considering power circuits, control techniques, isolation possibility and robustness. The second chapter presents the details on the main proposal of this work and also the mathematical equations that describe the autotransformer, boost converters and control strategy. Later, simulation results are commented and discussed and the physical design is detailed. The output filter elements, power components and control elements are specified. Experimental results including main waveforms, efficiency, voltage regulation and temperature rise are presented for the autotransformer. The boost stages are also tested and its results are discussed. Finally, the proposed AC-DC converter is tested and the control technique applied to the power stage is validated. Keywords: AC-DC converter. Multipulse rectifier. Power quality. Constant hysteresis. Boost DC-DC stage.
8 SUMÁRIO Capítulo 1 Introdução Geral 1.1 Considerações Iniciais Conversores Trifásicos de Elevado Fator de Potência Conversores Multipulsos Conversores Multifases Conversores Híbridos Estado da Arte de Retificadores Trifásicos Conversor Híbrido Programável Utilizando Conversores SEPIC Conversor Híbrido com Controle Digital e Modulação por Histerese Variável Conversor Híbrido Unidirecional em Corrente com Regulação da Tensão de Saída Conversor Híbrido Bidirecional em Corrente com Regulação da Tensão de Saída Conversor com Conexão Delta Diferencial e Dois Estágios Boost Conversor 18 Pulsos com Conexão Y-Diferencial e Três Estágios Elevadores Conversores Alimentados em Corrente e com Isolamento em Alta Freqüência Conversor 18 Pulsos Alimentado em Tensão Isolado em Alta Freqüência Conversor Isolado com Conexão Scott com Dois Estágios Elevadores em Série Conclusões 31 Capítulo 2 Conversor CA-CC Multipulsos com Controle por Histerese Constante 2.1 Considerações Iniciais Transformador Defasador e Adequador de Tensão Conexão -Diferencial Estágio Intermediário CC-CC Estratégia de Controle por Histerese Constante Possíveis Aplicações para a Proposta Conclusões 50
9 Capítulo 3 - Cálculo de Parâmetros e Simulações 3.1 Considerações Iniciais Modelo para Representação do Autotransformador Resultados de Simulação para o Autotransformador Cálculos para o Estágio Elevador de Tensão Simulações com Autotransf., Retificador e Estágio Elevador com Controle por Histerese Simulações com Estágio SEPIC Isolado e Controle por Histerese Constante Simulações com Estágio SEPIC Isolado Com Ondulação Nula de Corrente Conclusões 68 Capítulo 4 - Projeto e Especificação de Componentes 4.1 Considerações Iniciais Projeto do Autotransformador -Diferencial Etapa de Pré-Projeto Etapa de Projeto do Núcleo Magnético Especificação dos Retificadores Trifásicos Projeto dos Indutores Armazenadores de Energia Especificação dos Componentes do Circuito de Controle por Histerese Constante Especificação de Semicondutores e Elementos de Filtragem Conclusões 81 Capítulo 5 - Resultados Experimentais 5.1 Considerações Iniciais Resultados para o Autotransformador Formas de onda das Tensões de Saída Defasamento entre fases R Regulação de Tensão Rendimento e Elevação de Temperatura Resultados para o Retificador de 18 Pulsos 86
10 5.3.1 Formas de Onda de Tensões Retificadas Correntes em um Sistema Trifásico Corrente em um Enrolamento Primário Correntes na Entrada do Retificador Resultados para Estágio Elevador de Tensão Indutores Acoplados Resultados para Estágio Elevador de Tensão Indutores Desacoplados Conclusões 94 Capítulo 6 Conclusões Gerais 6.1 Considerações Gerais Propostas de Continuidade 97 REFERÊNCIAS 98
11 10 Capítulo 1 Introdução Geral 1.1 Considerações Iniciais O trabalho que se inicia tem o objetivo de propor um novo conversor retificador de múltiplos pulsos, trifásico, que forneça um barramento CC regulado e estabilizado ao mesmo tempo em que apresente reduzida distorção harmônica nas correntes drenadas da rede elétrica em corrente alternada. Com isto, espera-se oferecer uma contribuição às excelentes pesquisas que vêm sendo desenvolvidas no mesmo sentido. Os efeitos da baixa Qualidade de Energia elétrica são bem conhecidos e bastante discutidos na literatura [1, 2]. São estes efeitos, muitas vezes extremamente danosos às redes elétricas e/ou equipamentos que dela dependem, que motivam a busca por soluções na vasta área de Eletrônica de Potência. As pesquisas, por sua vez, procuram atender a normas e recomendações, cada vez mais severas e restritivas, seja no que se refere a amplitudes harmônicas admissíveis, seja em relação a interferências eletromagnéticas [3-7]. Para alimentar cargas de pequena potência, em geral opta-se por estruturas monofásicas. O filtro capacitivo localizado logo após o estágio retificador das fontes chaveadas monofásicas faz com que a corrente drenada da rede elétrica tenha característica impulsiva, resultando em distorção harmônica total de corrente (DHT i ) elevada e fator de potência reduzido. Técnicas de correção ativa do fator de potência, como os pré-reguladores boost ou buck-boost (acompanhados das devidas estratégias de controle), podem ser empregadas para tornar tal corrente mais próxima de uma referência senoidal, de maneira que o equipamento atenda às normas cabíveis. Ocorre, entretanto, que topologias monofásicas dificilmente podem suprir potências acima de 2 kw sem necessitar de aparatos adicionais como técnicas de comutação nãodissipativa ou componentes especiais com menores perdas. Surge, muitas vezes, a necessidade de se utilizar topologias trifásicas. No que se refere a conversores de elevado fator de potência, as soluções estão divididas entre conversores multipulsos, multifases e híbridos, a serem discutidos nos próximos itens.
12 Conversores Trifásicos de Elevado Fator de Potência Conversores Multipulsos A definição usual de conversores multipulsos é a de que estes são conversores que fornecem mais de seis pulsos de ondulação de tensão retificada para cada ciclo da rede alternada. Igualmente, são os conversores que apresentam mais de seis pulsos (patamares) na corrente drenada da rede elétrica. Técnicas de projeto, especificação e equacionamentos encontram-se na literatura [8-10]. Tensão Corrente (a) Tensão Corrente (b) Figura 1.1 Conversor 12 pulsos com pontes em série e corrente em uma das fases de entrada (a), conversor 18 pulsos com pontes em paralelo e corrente em uma das fases de entrada (b). A figura 1.1(a) mostra como pode ser obtido um conversor 12 pulsos a partir da ponte retificadora trifásica clássica. Neste caso as pontes retificadoras estão associadas em série, mas esta não é a única forma de se obter o conversor de 12 pulsos [11], conforme se vê na figura 1.2(a). O defasamento de 30º entre as tensões de alimentação das pontes pode ser
13 12 obtido por meio de um transformador com primário em (delta) e secundários em e Y (estrela). Na figura 1.1(b) um esquema genérico para a obtenção do conversor 18 pulsos é mostrado. Desta vez, as pontes retificadoras estão associadas em paralelo, o que requer o uso do indutor adicional L int, usualmente chamado de transformador de interfase (em inglês, interphase power transformer, IPT), para absorver diferenças instantâneas de tensão, pois as pontes retificadoras operam defasadas entre si. Uma discussão interessante é feita em [11] quanto ao uso de transformadores de interfase. Sempre que possível, deve-se evitar o emprego destes elementos magnéticos adicionais, pois há grande dificuldade em projetá-los correta e otimizadamente, principalmente quando há conteúdo harmônico pré-existente na tensão da rede CA que alimenta o conversor (o que geralmente ocorre). O defasamento de +20º ou -20º em relação à rede de alimentação pode ser obtido por diferentes conexões de transformadores defasadores, isolados ou não [12]. A figura 1.2 traz alguns exemplos de transformadores isolados para aplicações multipulsos. Conversores de maior número de pulsos também são possíveis. Ainda na figura 1.2, Z indica conexão zigue-zague e P significa conexão polígono. As saídas retificadas podem ser associadas em série ou paralelo, dependendo das exigências de projeto. L a P +15 o C R b L c P -15 o C R (a) L P +20 o C R L a 0 o b C R c L P -20 o C R (b) Figura 1.2 Algumas conexões isoladas de transformador para obtenção de 12 pulsos (a) e 18 pulsos (b)
14 13 Conexões não-isoladas, baseadas em autotransformadores, são conhecidas na literatura por processarem uma pequena fração da potência requerida pela carga localizada no barramento CC [12-14], o que permite significativa redução das dimensões do núcleo magnético. Estas conexões são bastante atrativas quando pesos e volumes finais do conversor são críticos e a carga não necessita ser isolada, ou o isolamento pode ser feito em alta freqüência. Uma desvantagem destas conexões especiais é o grande número de enrolamentos que se necessita para obter algumas delas (principalmente para topologias além de 18 pulsos). Isto pode ser particularmente impeditivo em linhas de produção em série Conversores Multifases Autotransformadores podem ser projetados de maneira que cada uma de suas fases de saída esteja defasada de certo ângulo das outras. Por exemplo, para a obtenção de um conversor 18 pulsos, nove fases podem ser geradas a partir de um sistema trifásico convencional se um autotransformador for desenvolvido para que cada uma dessas fases possua defasamento de 40º em relação à anterior. Assim, não se obtém três sistemas trifásicos, cada um defasado do outro de +20º ou -20º, e sim nove fases defasadas entre si de 40º. Isto permite a funcionalidade do circuito mostrado na figura 1.3. Nesta situação não mais existem três pontes retificadoras trifásicas, o que torna dispensável o uso do IPT Figura 1.3 Exemplo de conversor multifase para obtenção de topologia 18 pulsos Para obter um conversor multifase com 12 pulsos, basta que se projete um autotransformador de maneira que existam seis fases, com defasagem entre si de 60º. Analogamente, para o conversor de vinte e quatro pulsos, são necessárias 12 fases defasadas de 30º.
15 14 Genericamente, um conversor de p pulsos requer p 2 fases defasadas por o 360 p 2 graus. Em [15] é detalhada uma nova topologia de autotransformador para aplicações multifase proposta recentemente, a conexão windmill. Um exemplo de aplicação de 200 kva é apresentado em [11] Conversores Híbridos O arranjo genérico de um conversor híbrido é dado na figura 1.4. Um retificador de seis pulsos não-controlado é associado em paralelo com outras topologias retificadoras com modulação por largura de pulsos (em inglês, pulse width modulation, PWM). O estágio nãocontrolado processa a maior parte da potência ativa total requerida pela carga. Por sua vez, o estágio controlado opera em alta freqüência e processa a fração restante da potência ativa. O chaveamento dos retificadores PWM é feito de forma a se impor certa corrente de entrada nestas estruturas de maneira que, quando combinadas com a corrente de entrada típica do retificador trifásico de seis pulsos, se obtenha corrente de linha com baixa distorção harmônica e em fase com a componente fundamental de tensão, resultando em conversores com elevado fator de potência. Os conversores híbridos são robustos e versáteis, pois diferentes formas de onda de corrente na rede CA podem ser alcançadas pela alteração da corrente de referência imposta aos retificadores PWM. Facilmente podem oferecer possibilidade de retrofit para instalações retificadoras. Retificador Trifásico Não-Controlado L a b c C R Retificadores PWM Figura 1.4 Arranjo para conversores híbridos
16 15 No arranjo proposto na figura 1.4, a tensão do barramento CC é imposta pela ponte retificadora trifásica. Assim, a tensão média é não regulada e será idealmente igual a 2,34 vezes a tensão eficaz de fase da alimentação CA [16]. Somente é possível haver regulação de tensão de saída se: Houver um estágio CC-CC em série, após o retificador de seis pulsos. Assim, com uma malha de controle da tensão de saída, pode-se regular a mesma alterando-se a razão cíclica da chave semicondutora do estágio CC-CC; O retificador de seis pulsos for do tipo controlado. Desta maneira, a tensão média sobre a carga será uma função do ângulo de disparo dos semicondutores. Esta solução resolveria o problema de regulação de tensão, contudo as correntes demandadas pelo conversor também se tornariam função do ângulo de disparo, o que levaria ao aumento da distorção harmônica da corrente de entrada. A bidirecionalidade em corrente depende do retificador trifásico de seis pulsos conter ou não semicondutores bidirecionais. Ter esta característica é interessante em casos onde se necessita fluxo bidirecional entre o barramento CC e a rede de alimentação, como no caso de acionamentos de máquinas elétricas. A complexidade dos circuitos de comando e controle, todavia, tende a aumentar com o número de chaves controláveis. 1.3 Estado da Arte de Retificadores Trifásicos Apresentados os arranjos convencionais de conversores CA-CC trifásicos, neste tópico são analisadas e comentadas as propostas mais recentes da literatura, o estado da arte dos retificadores trifásicos, do ponto de vista de suas técnicas de controle, quantidade de semicondutores, complexidade dos circuitos, fator de potência, rendimento, distorções harmônicas totais, possibilidade de regulação de tensão sobre a carga e bidirecionalidade de tensão e corrente.
17 Conversor Híbrido Programável Utilizando Conversores SEPIC Figura 1.5 Conversor Híbrido com três estágios SEPIC em paralelo O conversor apresentado na figura 1.5 é amplamente discutido nas referências [17-19], e emprega três conversores CC-CC SEPIC (do inglês, Single Ended Primary Inductor Converter) além de uma ponte retificadora de seis pulsos. Conforme figura 1.5, é obrigatório que se modifique os estágios SEPIC para que estes operem com independência entre si. Estas modificações dizem respeito à divisão do indutor de entrada do estágio em dois indutores com metade da indutância total, e também há a necessidade de diodos adicionais. Nesta figura, o valor instantâneo da corrente na fase a (i a(in) (ωt)) equivale à soma da corrente que flui pela ponte trifásica (i a1 (ωt)) com aquela que é requerida pelo conversor SEPIC (i a2 (ωt)). Esta última é imposta de acordo com programação prévia, de maneira que o conversor pode operar com diferentes números de pulsos, atendendo normas mais ou menos rigorosas. Na figura 1.6 é apresentada a maneira de se obter corrente de entrada de 12 pulsos para a fase a do sistema.
18 17 Figura 1.6 Formas de onda no conversor híbrido para obtenção de 12 pulsos de corrente na entrada O equacionamento para a fase a é apresentado a partir de (1.1). i ω t) = i ( ωt) + i ( ω ) (1.1) a( in) ( a1 a2 t A forma de onda de i a1 (ωt) é descrita pela série de Fourier conforme (1.2). Fica evidente que esta corrente é característica de um retificador de seis pulsos, pois as ordens harmônicas correspondem a 6 n ± 1 (onde n = 1,2,3...) enquanto a amplitude de cada umas destas harmônicas é 1 (6 n± 1) em relação à amplitude da componente fundamental ω t) = IRe ct cos( ωt) cos(5ωt) + cos(7ωt) cos(11ω t) + cos(13ω ) K (1.2) π a1( 1 t i O mesmo pode ser feito com a forma de onda de i a2 (ωt), que é representada por (1.3) ia2( ωt) = k IRe ct 1 0,63 cos( nωt) + 2,36 cos( nωt) π n= 1,13,25... n n= 5,17... n (1.3) 1 1 2,36 cos( nωt) 0,63 cos( nωt) n= 7,19... n n= 11,23... n Finalmente, somando-se estas últimas duas equações obtém-se a expressão de i a(in) (ωt), que tem as características das correntes dos retificadores de 12 pulsos (ordens 12 n ± 1 com amplitudes 1 (12 n ± 1) ). i 4,3 1 1 ( ω t) = IRe ct 1 cos( nωt) cos( nωt) + cos( nωt (1.4) π n= 11,23,35... n n= 13,25,37... n a( in) ) Quanto ao controle, a figura 1.7 ilustra a estratégia adotada, empregando modulação por largura de pulsos. Com a escolha do conversor SEPIC, que tem característica de fonte de corrente na entrada, a imposição de uma corrente de referência é facilitada. O sinal de referência (V REF ) pode ser gerado tanto digitalmente quanto por meios analógicos. Esta tensão é multiplicada por uma fração da corrente que circula pelo indutor L F, após a ponte
19 18 retificadora trifásica (I Rect-1 ) e somada com uma tensão dente-de-serra (V S ). Em seguida, ocorre a comparação deste sinal com a corrente que circula no indutor L 1 do conversor SEPIC. O resultado desta comparação é o sinal de controle da chave S 1. k.i rect-1 V ref.k.i rect Sinais de Comando V ref V s I L1 Figura 1.7 Estratégia de controle PWM Observa-se que para esta configuração, na qual se obtém 12 pulsos para a corrente de entrada, a DHT i é de 14,7%. Ainda operando como conversor 12 pulsos, a maior parte da potência elétrica requerida pela carga é processada pela ponte retificadora. De fato, apenas 21% da potência total é provida através dos conversores SEPIC (cada conversor fornece cerca de 7% da potência da carga). Caso se deseje aumentar o número de pulsos e assim obter DHT i tão baixa quanto, por exemplo, 5%, os conversores SEPIC passarão a prover cerca de 45% da potência da carga (15% por conversor). Alguns resultados são que a tensão de saída apresenta baixa ondulação, o espectro harmônico da corrente de entrada é idêntico ao esperado para conversores de 12 pulsos tendo sido o fator de potência obtido de 0,989. Finalmente, nota-se que a técnica PWM permite simplicidade aos circuitos de comando e controle. Ainda assim, há a necessidade de um circuito como o da figura 1.7 para cada estágio CC-CC e também são necessário quatro sensores do tipo Efeito Hall para obter os sinais requeridos pelo controle: um para cada conversor SEPIC mais um para o retificador trifásico. A versatilidade deste conversor híbrido deve-se ao fato de que, como já comentado, pode haver imposição da corrente de referência, objetivando-se uma forma de onda específica para a corrente de entrada nas fases do conversor. Freitas [19] discute a imposição de correntes para obtenção de formas de onda de vinte pulsos e até mesmo senoidais nas fases de entrada do conversor. Como ambos os estágios CC-CC elevador e SEPIC possuem característica de fonte de corrente na entrada, o que favorece a imposição de uma forma de onda de corrente, e fonte de tensão na saída, o que facilita o paralelismo dos estágios, pode-se conseguir uma nova
20 19 topologia substituindo-se os conversores SEPIC do conversor anterior por conversores elevadores de tensão [20, 21]. Novamente, é preciso modificar a estrutura básica dos estágios CC-CC para que o princípio de funcionamento de cada um deles seja garantido. Detalhes das modificações são discutidos na literatura [22] Conversor Híbrido com Controle Digital e Modulação por Histerese Variável Este trabalho é discutido por Soares et al. [23-25] e, sendo também baseado em conversores SEPIC, constitui um aprimoramento de [18]. É introduzido o controle digital em FPGA (Field Programmable Gate Array), com linguagem de programação VHDL (VHSIC Hardware Description Language) que impõe a corrente de referência dos conversores CC- CC, permitindo maior facilidade na obtenção de corrente de linha senoidal na rede CA. O circuito principal é o mesmo da figura 1.5. A técnica de controle por histerese funciona colocando o semicondutor de potência do conversor SEPIC em condução quando a corrente através do indutor atinge um valor mínimo de referência. Em condução, a chave cria novamente um caminho para circulação da corrente no indutor. Esta aumentará até atingir o limite superior, quando o semicondutor é comutado para o bloqueio. Assim sendo, o valor instantâneo da corrente no indutor fica restrito a uma faixa bem delimitada, chamada de largura de banda de histerese. Impondo forma de onda i a(2) (ωt) como a da figura 1.8(a), forma de onda senoidal para a corrente é esperada na entrada do conversor híbrido. Se I m é o valor de pico desta senóide e I Retif-1 é o pico da corrente no retificador trifásico não-controlado, define-se o parâmetro K como: Im K = (1.5) I Re tif 1 Se K 2, a DHT i é nula, pois facilmente nota-se que i a(2) (ωt) pode ser gerada de maneira a completar i a(1) (ωt). Percebe-se que, se K<2 a senóide a ser obtida terá uma pequena parcela inferior a i a(1) (ωt), o que significa a necessidade de uma pequena área negativa na forma de onda de i a(2) (ωt). É somente com esta área que se pode somar instantaneamente ambas as formas de onda e obter corrente senoidal na entrada do conversor.
21 20 (a) (b) Figura 1.8 Formas de onda para K 2 (a) e K<2 (b) A parcela de corrente negativa, mesmo que pequena, só pode ser obtida com a bidirecionalidade em corrente dos retificadores monofásicos, anteriores aos estágios SEPIC. Como apenas diodos estão presentes nestes retificadores, as parcelas negativas requeridas serão ceifadas, impedindo que a DHT i seja nula, conforme figura 1.8(b). No controle digital de histerese, o processo de aquisição de dados do conversor A/D influencia diretamente nos comandos de entrada em condução e bloqueio da chave principal dos estágios SEPIC. Isto porque pode ocorrer uma amostragem do sinal de corrente no indutor pouquíssimos instantes antes desta atingir, por exemplo, o limite superior da banda de histerese. Entre esta aquisição (dentro dos limites da banda) e a próxima, a corrente poderá ter excedido o limite e só então o semicondutor será bloqueado. A modulação pode não ocorrer com a precisão da histerese analógica (onde tudo se resume à precisão dos comparadores empregados). A estratégia de modulação por histerese digital proposta consiste em eliminar o limite superior da banda de histerese e então o controle da ondulação e freqüência das correntes nos indutores SEPIC é realizado impondo-se tempo de condução fixo e tempo de bloqueio variável para a chave principal (freqüência de comutação variável). Quanto aos resultados obtidos, no melhor caso a DHT i é de 4%, chegando a cerca de 8% quando a carga é reduzida a 20% da nominal. Os fatores de potência encontrados são próximos da unidade. O atendimento à norma IEC também foi verificado. Outra questão interessante é que, no controle digital desenvolvido em [23], são necessários conversores A/D operando a freqüências da ordem de 500 khz para correta amostragem das correntes em cada um dos indutores SEPIC. Freqüências elevadas devem ser sempre alvos de projetos cuidadosos, pois interferências eletromagnéticas (geradas pelo próprio conversor híbrido, inclusive) podem dificultar a aquisição de dados e degradar o controle.
22 21 A versatilidade deste conversor híbrido é grande, já que ele é digitalmente programável, do ponto de vista de que há programação digital da corrente imposta aos estágios SEPIC Conversor Híbrido Unidirecional em Corrente com Regulação da Tensão de Saída Esta proposta tem equacionamento matemático semelhante ao visto no item e é discutida por Alves, Font e Barbi [26]. As simulações mostram capacidade para obtenção de correntes quase senoidais na entrada e elevado fator de potência. Um estágio CC-CC elevador de tensão, é incorporado ao retificador trifásico não-controlado, permitindo assim a regulação da tensão da saída. A figura 1.9 ilustra a proposta. Procura-se operar com 50% da potência nominal sendo processada na ponte trifásica e o restante fica dividido entre cada um dos três estágios com estratégia PWM. Nesta situação a DHT i é a mínima possível, algo próximo de 3%. Por ser unidirecional, este conversor requer o ajuste correto do ganho K (como definido previamente), ou a DHT i poderá ser aumentada. Isto se dá pelo mesmo motivo discutido na proposta anterior: ocorre o ceifamento de parte da forma de onda imposta aos conversores CC-CC em paralelo com a ponte não-controlada. Estágio Boost LB IRect-1 DB ia(in) a ia1 CF Carga b SP c ia2 LB DB D1 L1 S1 D1 Estágio CC-CC Estágio CC-CC Figura 1.9 Conversor híbrido unidirecional em corrente com regulação de tensão